反激电源参数计算与器件选型，反激变压器计算与绕制教程

本文章以一个宽电压输入24V3A输出的72瓦反激电源为例来计算电路的各个参数和器件选型，包含反激变压器的计算与绕制方法。

文章中的公式是参考网上资料的。

如果文章内容有问题，请各位大佬指点一下。

【硬件开源】24V3A反激式开关电源（基于UC3842）：https://blog.zeruns.com/archives/910.html
磁性元件/磁芯材料/磁芯结构分析对比和选型指南：https://blog.zeruns.com/archives/897.html
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反激电源工作参数

首先需要自己确定好要设计的反激电源的参数。

参数	值
额定输入电压 $V_{acnom}$	220VAC
最低输入电压 $V_{acmin}$	85VAC
最高输入电压 $V_{acmax}$	265VAC
电网工作频率 $f_L$	50Hz
输出电压 $V_{out}$	24V
输出电流 $I_{out}$	3A
工作频率 $f_s$	150kHz
设计效率 $η$	85%

反激电源的工作频率通常由设计者根据具体应用需求自定义，而非固定值。提高工作频率可以显著减小变压器、输出滤波电感和电容的体积与重量，从而降低整个电源的尺寸，这是因为高频操作允许使用更小的磁性元件和电容。然而，频率升高也会导致开关损耗增加，可能降低电源效率、加剧发热，并需要更复杂的散热设计，因此在选择频率时必须综合权衡体积、效率、成本和散热等因素。

工作频率的典型取值范围在20kHz至500kHz之间，其中50kHz～200kHz是最常见的应用区间，这平衡了体积缩减和损耗控制。对于频率超过300kHz的设计，传统硅基开关管（如MOSFET）的交叉损耗会显著增大，此时通常需要使用氮化镓（GaN）或碳化硅（SiC）等宽禁带半导体开关管，以降低损耗并维持高效率。

单相整流滤波电路计算

整流桥二极管耐压值计算：

整流滤波后的直流母线电压通常接近输入交流电的峰值电压，而交流电的峰值电压为其有效值的 $\sqrt{2}$ 倍。因此，整流桥二极管的反向耐压应大于最高输入电压有效值的 $\sqrt{2}$ 倍。

$$ V_{busmax} = \sqrt{2} \cdot V_{acmax} = 374.77 \mathrm{V} $$

同时，为了应对电网浪涌、电压波动等情况，通常还需引入裕量系数 $K_{bri}$（一般取 1.5）。由此可得：

$$ V_{busmax} \cdot K_{bri} = 562.15 \mathrm{V} $$

因此，整流桥二极管的反向耐压额定值至少应大于 562 V。

输入功率：

$$ P_{in} = \frac{P_{out}}{η} = 84.7 \mathrm{W} $$

整流二极管额定电流计算：

整流桥单个二极管最大输入电流（因为整流桥是每两个二极管为一组交替导通的，所以还要除以2）：

$$ I_{acmax} = \frac{P_{in}}{2 \cdot V_{acmin}} = 0.498 \mathrm{A} $$

这里也是一样，为了应对电网浪涌、电压波动等情况，通常还需引入裕量系数 $K_{bri}$（一般取 1.5）。由此可得：

$$ I_{acmax} \cdot K_{bri} = 0.747 \mathrm{A} $$

因此，整流桥单个二极管的额定电流至少应大于 0.747 A。

根据上面的计算结果，本设计选型的整流桥型号为 MSB40M，其额定电压1000V，额定电流4A，满足上述计算选型要求。

输入滤波电容计算：

反激电源输入电容的选取有个经验公式，

单电压220VAC输入时输入电容 $C_{in}$ 选取1-2μF/W，

全电压85VAC-265VAC输入时输入电容 $C_{in}$ 选取2-3μF/W，

根据经验公式，计算滤波电容：

$$ C_{in} = 2 \cdot P_{out} = 144 \mathrm{μF} $$

所以根据上面计算结果可以选150μF的电解电容。

输入滤波电容电容耐压选取：

一般大于输入交流电的峰值电压就行，比如我这里 $V_{busmax}$ 是374.77V，那选个400V的就可以，也可以选450V。

反激变压器计算

留有一定余量，取输入最低电压 $V_{busms}$ 为 110V

定义反射电压（开关管关断瞬间初级绕组因磁场能量释放而感应的电压） $V_{OR}$ 为 100V，100V 是反激电源设计中针对宽输入电压场景（如 110V/220V AC）的典型工程取值。

定义原边MOS开通后源漏极压降为 $V_{ds}$ = 4V

计算最大占空比：（其实也可以不用算，直接定义为0.45的经验值也可以，反激电源占空比一般不超0.5）

$$ V_{busmin} = \sqrt{2} \cdot V_{acmin} = 120.21 \mathrm{V} $$

$$ D_{max} = \frac{V_{OR}}{V_{OR} + V_{busms} - V_{ds}} = 0.485 $$

计算原边电流峰值：

输入平均电流为

$$ I_{avg} = \frac{P_{in}}{V_{busms}} = 0.77 \mathrm{A} $$

设定脉动电流 $I_R$ 与峰值电流 $I_P$ 的脉动系数 $K_{RP}$ 为0.8（CCM模式），计算初级绕组的峰值电流 $I_P$ 为：

$$ I_P = \frac{I_{avg}}{(1-0.5 \cdot K_{RP}) \cdot D_{max}} = 2.644 \mathrm{A} $$

计算变压器激磁电感：

反激变压器激磁电感的计算公式，得到变压器初级侧激磁电感为 $L_P$

$$ L_P = \frac{P_{out}}{{I_P}^{2} \cdot K_{RP} \cdot (1 - 0.5 \cdot K_{RP}) \cdot f_s} \cdot \frac{0.5 \cdot (1-\eta) + \eta}{\eta} = 155.686 \mathrm{μH} $$

计算AP值，根据AP值选取变压器磁芯：

磁芯面积乘积AP=AW*Ae（它是磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积）

取变压器窗口填充系数 $K_o$ 为0.4，电流密度系数 $K_j$ 取3.95，磁通量 $B_w$ 为0.2T，计算所需磁芯的最小 $A_P$ 值：

$$ A_{P}=\left(\frac{L_{P} \cdot {I_{P}}^{2} \cdot 10^{2}}{B_{w} \cdot K_{o} \cdot K_{j}}\right)^{1.14}=0.297 \mathrm{~cm}^{4} $$

选用的磁芯的 $A_P$ 通常要比设计值大2倍以上，我这里选择PQ2620的磁芯来设计变压器，查询磁芯手册得到该磁芯的 $A_P$ 值为 0.7188$\mathrm{~cm}^{4}$。

为什么磁通量 $B_w$ 取值为0.2T：

1.避免磁芯饱和

磁芯饱和：当磁通密度超过材料的饱和磁通密度 ($ B_{\text{sat}} $) 时，磁芯会失去导磁能力，电感量骤降，导致变压器失效。
铁氧体磁芯特性：常用开关电源磁芯（如PC40、PC44、PC95等）的 $ B_{\text{sat}} $ 在100°C时约为 0.3–0.4 T。
安全裕量：取 $ B_w = 0.2 \, \text{T} $（约为 $ B_{\text{sat}} $ 的 50–70%），为以下因素预留余量：
- 高温下 $ B_{\text{sat}} $ 下降（铁氧体磁芯的 $ B_{\text{sat}} $ 随温度升高而降低）。
- 直流偏置电流引起的磁通偏移。
- 输入电压波动或负载瞬变导致的峰值电流增加。

2.控制磁芯损耗

高频损耗：开关电源工作频率高（通常 >20 kHz），磁芯损耗（磁滞损耗+涡流损耗）随磁通密度 指数级增长。
损耗优化：经验表明，$ B_w $ 在 0.1–0.25 T 范围内时，磁芯损耗与铜损能较好平衡，整体效率较高。0.2 T 是此区间的常用折中值。

计算变压器原副边绕组匝数：

$V_F$ 为输出整流二极管导通压降，一般定义为0.7就行

根据原副边的磁通量守恒定律，计算出变压器原副变比 $N_{PS}$ 为：

$$ N_{PS} = \frac{D_{max}}{(1 - D_{max})} \cdot \frac{(V_{busms} - V_{ds})}{(V_{out} + V_F)} = 4.049 $$

防止变压器工作饱和，选取工作时 $B_{max}$ 为 0.15T，PQ2620磁芯的 $A_e$ 值为 119μ（$119 \times 10^{-3}\,\text{m}^2$），计算变压器初级匝数$N_P$为：

$$ N_P = \frac{V_{busms} \cdot D_{max}}{A_e \cdot B_{max} \cdot f_s} = 20 $$

磁通链 $\Psi = N(\text{匝数}) \times B(\text{磁感应强度}) \times S(\text{面积})$

根据变压器的原副边变比计算副边匝数 $N_S$ 为：

$$ N_S = \frac{N_P}{N_{PS}} = 5 $$

反激变压器额外设置一个输出绕组，该绕组工作的输出电压给控制芯片使用，拟定设计的额外绕组输出电压 $V_{out1}$ 为15V，根据输出电压和绕组变比的关系，可计算得到辅助供电绕组的匝数 $N_{s1}$ 为：

$$ N_{s1} = N_s \cdot \frac{V_{out1}}{V_{out}} = 3 $$

计算原边/副边绕组线径与股数：

计算变压器初级电流有效值$I_{prms}$为：

$$ I_{prms} = I_P \cdot \sqrt{D_{max} \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 1.184\,\text{A} $$

计算变压器副边绕制电流的有效值$I_{\text{srms}}$为：

$$ I_{SP} = I_P \cdot \frac{N_P}{N_S} = 10.575\,\text{A} $$

$$ I_{srms} = I_{SP} \cdot \sqrt{(1 - D_{max}) \cdot \left( \frac{{K_{RP}}^2}{3} - K_{RP} + 1 \right)} = 4.877\,\text{A} $$

变压器绕组中为高频电流，会存在趋肤效应。电流并非均匀分布在导线内部流动，电流集中在导体的“皮肤”部分，越靠近导体表面，电流密度越大，导体内部实际上电流较小。趋肤效应的影响会使得导线的利用面积大大减小，因此，使用截面积较小的多股细线（可选用利兹线）代替单根粗线可以有效的减小趋肤效应。计算得到趋肤深度 $D_m$ （最大直径）为：

$$ D_{m}=\frac{2 \cdot 68.85 \cdot 10^{-3}}{\sqrt{f_{s}}}=0.356\,\text{mm} $$

经验电流密度通常在 $4 \sim 6 \,\text{A/mm}^2$。原边绕组选用的绕线直径 $D_p$ 和股数 $P_p$ 如下：

$$ D_p = 0.3\,\text{mm} \quad\quad P_p=3 $$

计算得到变压器原边绕组的电流密度 $j_p$ 在4到6的范围内。

$$ j_p = \frac{I_{prms}}{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p} = 5.585 \times 10^6 \text{A/m}^2 = 5.585\,\text{A/mm}^2 $$

可设计变压器副绕组选用的绕线直径 $D_s$ 和股数 $P_s$ 分别如下。

$$ D_s = 0.35\,\text{mm} \quad\quad P_s = 10 $$

计算得到变压器副边绕组的电流密度 $j_s$ 为。

$$ j_s = \frac{I_{srms}}{\left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s} = 5.069 \times 10^6 \text{A/m}^2 = 5.069\,\text{A/mm}^2 $$

计算参考系数：

计算所有绕组截面积占变压器窗口的系数为：

$$ A_w = 60.4 \times 10^{-3}\,\text{m}^2 $$

$$ K_w = \frac{\left( \frac{D_p}{2} \right)^2 \pi P_p N_p + \left( \frac{D_s}{2} \right)^2 \pi P_s N_S}{A_w} = 0.15 $$

窗口系数 $K_w$ 一般指定在 $0.1 \sim 0.3$ 之间较为合适。

变压器制作规格书

计算好变压器参数后就可以做一个变压器制作规格书给到变压器厂商来制作变压器，也可以自己手动绕制。

绕组结构：

绕组层	出线端子	绕线规格	匝数	疏绕方式
第一层	1-2	Φ0.3mm(#28AWG)*3股并绕	10	密绕
第二层	5-6	Φ0.3mm(#28AWG)	3	密绕
第三层	10-12	Φ0.35mm(#26AWG)*10股并绕	5	密绕
第四层	2-3	Φ0.3mm(#28AWG)*3股并绕	10	密绕

绕组制作细节备注：

严格按照图纸说明的同名端绕线，1/5/10脚为同名端，绕线请注意同名端
第2脚为三明治绕法转接点。
各层间加胶带，第2第3层边上加2毫米以上挡墙。
引脚出入线套管。
1脚打白点识别，保证电感量156uH（1-3脚间测量，@150kHz测量）。
每层均匀绕做，不够一层均匀疏绕。
拔掉第8脚

骨架出线端子、图纸同名端说明、绕组结构图如下：

变压器相关信息：

电感量	1-3脚：磨中柱保证156uH（@150kHz测量）
磁芯	PQ2620 (PC95/PC44铁氧体)
骨架	PQ2620_6PIN+6PIN立式骨架
底板	无
耐压测试	1脚-10脚:1500VAC （频率：60Hz、时间：60s）
温度等级	CLASS F
固定方式	胶带固定，暂时不点胶和浸胶
出线方式	所有出入线均加铁弗龙套管/尼龙绝缘管

MOS管计算与选型

在初级 MOS 关断期间，MOS 源漏极上承受的平台电压为输入电压与由次级折算到初级绕组上的电压之和，并且，当输入电压最高时，平台电压达到最大：

$$ V_{mos} = (V_F + V_{out}) \frac{N_P}{N_S} + V_{busmax} = 473.567\,\text{V} $$

当MOS关断时，由于实际应用时变压器自身存在一定的原边漏感，漏感中的能量并未传送至副边，而MOS具有一定容量的结电容，漏感的能量会与MOS的结电容产生LC震荡，导致MOS出现尖峰电压。
设计中，应避免该尖峰电压过高损坏MOS器件，通常设计专用RCD钳位电路吸收尖峰能量，但同时，选型MOS应选择留有一定耐压余量，本设计留有1.5倍的电压余量：$K_{vmos}=1.3$
因此计算得到选型MOS的耐压能力必须满足：$V_{mos} \cdot K_{vmos} = 615.637\,\text{V} $
MOS电流有效值等于原边电流有效值，上面已经算出 $I_{prms}=1.184\,\text{A}$，要留有一定余量，所以应该要选额定电流更大点的MOS管

根据MOS耐压能力最小值，配合原边绕组的电流有效值 $I_{prms}$，本设计选型的MOS型号为 NJH65R600S，其额定电压700V，额定电流8A，满足上述计算选型要求。

注意看下面表格，温度100度下的额定电流也要大于上面算的原边电流有效值。

除了额定电压和电流外，MOS管选型主要看的参数还有导通电阻$R_{DS(ON)}$、输入电容$C_{iss}$，这两个值都是越小越好，其中导通电阻$R_{DS(ON)}$越小，MOS管导通时的损耗就越低，另外输入电容$C_{iss}$则直接影响开关损耗与驱动损耗，$C_{iss}$越小，开关响应速度越快，开关损耗也越小，驱动电路所需的充放电电流越小，相应驱动损耗也越低。

输出二极管和电容计算与选型

输出二极管计算和选型：

在 MOS 导通期间，次级整流二极管承受反向电压，二极管截止，其上的平台电压为输出电压与由原边绕组折算到副边绕组的电压之和，并且，当输入电压最高时，平台电压达到最大，计算二极管截止时承受的电压为：

$$ V_{dio} = V_{out} + V_{busmax} \cdot \frac{N_S}{N_P} = 117.692\,\text{V} $$

当二极管截止时，由于变压器副边绕组存在一定的漏感，其上的能量会与二极管的结电容产生 LC 震荡，导致在二极管关断时产生一定尖峰电压。设计选型时，应该选有一定耐压余量的二极管，本设计留有 1.5 倍的电压余量：$K_{vdio} = 1.5$
因此计算得到选型二极管的耐压能力必须满足：

$$ V_{dio} \cdot K_{vdio} = 176.5372\,\text{V} $$

根据上述计算得到的二极管耐压能力最小值，配合副边绕组的电流有效值 $I_{prms}$，本设计选型的二极管型号为SBDD10200CT，其额定电压200V，额定电流10A，满足上述计算选型要求。
另外还要注意的是，二极管要选用肖特基二极管，因为肖特基二极管具有 低正向导通压降（Vf） ，能显著降低导通损耗，提高电源效率；同时其反向恢复时间极短（通常＜10ns），可减少开关过程中的能量损耗和电压振荡，尤其适合高频反激电源。
还可以用同步整流二极管（集成同步整流控制器+MOS管）代替肖特基二极管，因为同步整流技术采用MOS管替代二极管，通过控制器精确控制MOS管通断。其优势在于 导通电阻（$R_{ds(on)}$）极低，可进一步降低导通压降和损耗，提升效率（尤其在大电流输出时）。

输出电容计算和选型：

MOS开通副边二极管截止，电容给负载供电，电压逐渐下降，形成输出电压纹波。
电容电流等于负载电流，电容电压下降斜率等于电容电流除以电容容值。
纹波电压等于电压下降的斜率乘以原边MOS导通时间，即副边二极管截止时间。

$$ \Delta V_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot C_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} $$

消费电子类的开关电源输出电压的纹波率（即纹波电压峰峰值与输出电压的百分比）一般要求1%至2%以内，我这里24V的输出电压，也就是纹波电压取值要在0.24V到0.48V之间，当然更低的纹波电压取值也是可以的，但所需的电容量也会更高，我这里设 $\Delta V_{out} = 0.1\,\text{V} $ ，因此可以计算输出电容容值为：

$$ R_{out} = \frac{V_{out}}{I_{out}} = 8\,\text{Ω} $$

$$ C_{out} = \frac{V_{out}}{R_{out} \cdot \Delta V_{out}} \cdot \frac{D_{max}}{f_s} = 97.087\,\text{μF} $$

计算为理想电容，即电容无内阻，实际应用电容具有一定的ESR内阻，会导致纹波增大，不同选型的的电容型号，内阻均不相同，通常经验选值要大于理论值，具体以试验为主。
为了降低电容ESR内阻，使用多颗电容并联。设计中选用2颗220uF/35V的电解电容并联，可选用固态电容（ESR比电解电容低），还需再并联多颗MLCC电容（如 1μF、100nF）来过滤高频干扰。

RCD吸收电路分析与计算

电路可能发生两次振荡，第一次主要是初级漏感$L_{kp}$和MOS管的$C_{oss}$的电容引起的，第二次主要是在电路能量耗尽后，励磁电感（初级电感）和$C_{oss}$电容振荡引起的。

在增加RCD吸收电路后，当MOS两端的电压大于钳位电容电压与输入电压之和时，钳位二极管导通，钳位电路开始正式工作。
假设变压器的初级漏感$L_k$控制在激磁电感（初级电感）的1%以内：$L_k=1\% \cdot L_p=1.557uF$ （最好在变压器生产出来后实际测试一下变压器初级漏感，后面的计算都用实测值再算一遍。初级漏感测量方法：将变压器除初级外的线圈都短路掉，然后用LCR电桥测量初级电感值，测出来的就是初级漏感。）
已知开关管最大电压$V_{dsmax}$为700V
留有一定余量，设计希望钳位电容上的电压$V_{clamp}$为：

$$ V_{clamp} = 0.8 \cdot V_{dsmax} − V_{busmax} = 185.233\,\text{V} $$

根据常规RCD计算吸收计算公式计算钳位电阻$R_c$与钳位电容$C_c$：

$$ R_c = \frac{2 \cdot \left[V_{clamp} - \frac{N_P}{N_S} \cdot (V_F + V_{out})\right] \cdot V_{clamp}}{L_k \cdot I_p^2 \cdot f_s} = 19.616\,\text{kΩ} $$

$$ C_c = \frac{2 \cdot V_{clamp}}{R_c \cdot V_{clamp} \cdot f_s} = 0.68\,\text{nF} $$

同时计算钳位的功率为：

$$ P_{clamp} = \frac{1}{2} \cdot f_s \cdot L_k \cdot I_p^2 \left(1 + \frac{V_{OR}}{V_{clamp} - V_{OR}}\right) = 1.774\,\text{W} $$

选择20kΩ的钳位电阻和1nF的钳位电容，选择2W的功率电阻；根据钳位电容上的电压，考虑到启动初期钳位电容上的电压较大，可以选择耐压能力为1kV的薄膜电容或1206封装的MLCC；同理选择1kV耐压的钳位二极管FR107。

资料下载

如果不想手动计算也可以使用Mathcad计算书或SMPSKit软件来计算，下载地址如下：

123网盘：https://www.123684.com/s/2Y9Djv-A3TdH
百度网盘：https://pan.baidu.com/s/1USh47nHgYxjTzTJgo4DVTQ?pwd=xyxf 提取码: xyxf

变压器绕制

我也是第一次绕变压器，绕得不太行，仅供参考。

所有线圈都从同名端引脚开始沿同一个方向绕！

我下面图片有用漆包线（左）和利兹线（右）绕的。

PQ2620磁芯的直径是14.5mm，根据圆周长公式 $L = \pi d$ 可算出一圈的长度为45.53mm，然后再乘以匝数可得到各级线圈所需长度，然后再加上十几厘米的余量，按照这个算出来的长度把漆包线剪出来。

第一层：首先是绕初级线圈的第一层，将3条直径0.3mm的漆包线并一起绕在变压器骨架的1号引脚，然后在骨架上绕10圈。（利兹线我用的是0.1x30的）

绕好第一层后把线先绕到上面，然后缠一层胶带（用玛拉胶带或聚酰亚胺胶带），接着把线垂直绕下来到2号引脚上，再缠两层胶带。

第二层：先在两边绕挡墙，接着将单根0.3mm的漆包线绕在5号引脚，沿着上面第一层的绕向绕3圈到6号引脚，最后缠两层胶带。（利兹线我用的是0.1x10的）

第三层：先在两边绕挡墙，接着将10根直径0.35mm的漆包线并一起绕在变压器骨架的10号引脚，沿着上面第一层的绕向绕5圈到12号引脚，最后缠两层胶带。（利兹线我用的是0.1x60的）

第四层：继续绕初级线圈，从2脚开始沿着上面第一层的绕向绕10圈到3脚，绕完后也是最好要垂直下来，最后缠两层胶带。

接着把各个引脚的漆包线都焊好在引脚线上，有些漆包线可能得自己用刀片刮一下漆层才能上锡，利兹线就直接烙铁高温烫一段时间就能上锡了。

在反激开关电源中，变压器需要储存本周期传输的能量，为了防止出现磁饱和，通常需要在磁芯中设置气隙改变磁滞回线，增大饱和磁场强度进而增加单周期传输的能量。开气隙通常有磨气隙和垫气隙两种方式，其中垫气隙较为简单。

最后把磁芯合上去，压紧并测量初级线圈电感值，如果电感值大于目标值很多（我这里要求是156μH）就用锉刀或别的打磨的工具来磨磁芯中间圆柱（磨气隙），每磨一点就测量一下，直到电感值只比目标值大一点点，然后用胶带把整个磁芯缠紧了。

也可以用垫气隙的方法，就是在磁芯两边垫几层胶带或其他薄的纸之类的东西，每垫一层就测量一下电感值，直到电感值只比目标值大一点点就可以，然后用胶带把整个磁芯缠紧了。

垫气隙相比磨气隙漏感会大点。

做好后再次测量，我的这个变压器初级线圈电感值是158.8μH。

测量初级线圈漏感，将其他线圈短路掉，然后测量初级线圈的电感值就是漏感，我的这个测出来是2.7μH，略大了一点。

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